基于諧振電路與脈沖變壓器的高壓脈沖源設(shè)計

　　摘 要 ： 提出一種基于諧振電路與脈沖變壓器結(jié)合的高壓脈沖實現(xiàn)方案，該方案利用電容與電感的諧振效應(yīng)，結(jié)合脈沖變壓器的升壓作用，在僅使用一個半導(dǎo)體開關(guān)的條件下，實現(xiàn)高壓脈沖的輸出，其結(jié)構(gòu)簡單，成本低，并且可實現(xiàn)零電壓關(guān)斷。并對于電路的運行模式進(jìn)行了理論分析，搭建了原理樣機進(jìn)行實驗。容性負(fù)載條件下，實現(xiàn)頻率 1～15 kHz、幅值 0～10 kV 可調(diào)的高壓脈沖輸出，對比分析了續(xù)流支路以及續(xù)流電阻對于輸出高壓脈沖波形的影響。利用該脈沖電源進(jìn)行 DBD 放電實驗，成功驅(qū)動介質(zhì)阻擋放電反應(yīng)器，驗證了該方案的可行性。

　　關(guān)鍵詞： 諧振電路; 脈沖電源; 脈沖變壓器; 介質(zhì)阻擋放電

　　饒俊峰; 湯鵬; 王永剛; 姜松; 李孜 強激光與粒子束 2021-12-17

　　臭氧是一種有刺激性氣味的淡藍(lán)色氣體，具有很強的氧化性，廣泛應(yīng)用于醫(yī)療衛(wèi)生、空氣凈化、殺菌消毒、飲用水處理等領(lǐng)域[1-5]。介質(zhì)阻擋放電(DBD)法是常用的臭氧制備方法，該方法利用高壓電源激勵介質(zhì)阻擋放電裝置，在 DBD 氣隙中形成微放電通道，產(chǎn)生大量活性粒子，這些活性粒子與氧氣發(fā)生化學(xué)反應(yīng)生成臭氧[6-7]。常用介質(zhì)阻擋放電激勵源為正弦交流或者脈沖高壓電源，相對于正弦交流電源而言，脈沖電源在時間尺度上將能量進(jìn)行壓縮，具有更快的上升沿和下降沿，且脈寬、頻率等參數(shù)都可以連續(xù)調(diào)節(jié)，其激發(fā)的等離子體具有電子密度更高、氧原子產(chǎn)率也更高等優(yōu)勢[8]。

　　基于固態(tài)開關(guān)的 Marx 電路是經(jīng)典的脈沖發(fā)生電路，其原理是利用多級電容并聯(lián)充電，由控制信號控制 MOSFET 或者 IGBT 的開通與關(guān)斷，將多個電容串聯(lián)起來放電，實現(xiàn)電容電壓的疊加從而輸出高壓脈沖[9]。然而，Marx 電路也面臨著以下難題：①難以保證驅(qū)動信號的同步性，充放電過程不同步，容易導(dǎo)致高壓脈沖波形畸變[10-11] ;②驅(qū)動電路與主電路之間高壓隔離困難，技術(shù)復(fù)雜[12-14] ;③高壓條件下，電磁干擾(EMI)問題嚴(yán)重，信號和驅(qū)動易受干擾，引起開關(guān)管誤動作，保護(hù)電路設(shè)計復(fù)雜[15-17] ;④隨著級數(shù)的增加，開關(guān)管的數(shù)量增加，電源成本隨之增加。

　　Marx 結(jié)構(gòu)的脈沖電源相對復(fù)雜、隔離驅(qū)動技術(shù)要求高，而基于諧振電路與脈沖變壓器結(jié)合的脈沖實現(xiàn)方案，具有電路結(jié)構(gòu)簡單、使用電子器件少、電源穩(wěn)定性高等優(yōu)勢。馮衛(wèi)強等人利用全橋電路結(jié)構(gòu)設(shè)計出一款雙極性脈沖電源，并將產(chǎn)生的低溫等離子體應(yīng)用于煙氣治理領(lǐng)域[18]。然而全橋結(jié)構(gòu)需使用四個開關(guān)管，相對來說成本高，同時增加了控制時序的復(fù)雜度，且全橋結(jié)構(gòu)具有直通風(fēng)險。You Changqi 等人設(shè)計了一臺基于半橋結(jié)構(gòu)的高壓脈沖電源，該方案利用兩個開關(guān)管，實現(xiàn)在 500 V 直流輸入下，輸出幅值 12 kV、頻率 15 kHz 單極性高壓脈沖[19] ，相對于全橋結(jié)構(gòu)，半橋結(jié)構(gòu)使用兩個開關(guān)管降低了成本，但是直通風(fēng)險仍然存在。本課題組曾經(jīng)基于諧振原理，使用一個開關(guān)管就實現(xiàn)了頻率 10～20 kHz、幅值為 5～10 kV 可調(diào)的脈沖電壓[20] ，該方案將開關(guān)器件的使用數(shù)目減少到 1 個，結(jié)構(gòu)更為簡單，保證電源可靠性的同時進(jìn)一步降低了硬件成本，但是由于脈沖變壓器中殘余能量無法及時泄放，導(dǎo)致在不同頻率下，負(fù)載電壓波形畸變嚴(yán)重。

　　本文在文獻(xiàn) [20] 的基礎(chǔ)上，對原有方案進(jìn)行改進(jìn)，增添了續(xù)流支路，有效解決了變壓器中殘余能量導(dǎo)致的輸出脈沖波形畸變問題。首先，本文分析了該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理，搭建了實驗樣機，容性負(fù)載下實現(xiàn)頻率 1～ 15 kHz、幅值 0～10 kV 可調(diào)的高壓脈沖輸出，并且分析了續(xù)流支路以及續(xù)流電阻對于輸出高壓脈沖波形的影響，驗證了電路的零電壓關(guān)斷過程。最后將該脈沖電源驅(qū)動介質(zhì)阻擋放電反應(yīng)器，并對改進(jìn)前后的電路的放電效果進(jìn)行了比較。

　　1 電路原理分析

　　本部分內(nèi)容主要介紹所設(shè)計電路的工作原理。圖 1 為改進(jìn)后的基于諧振電路與脈沖變壓器的脈沖電源原理圖，它主要由直流電壓源 Vdc，功率開關(guān) Q 及其反并聯(lián)二極管 D，諧振電容 Cr，諧振電感 Lr，以及二極管 Dp 和電阻 Rp 組成的續(xù)流支路 ，升壓脈沖變壓器 ，輸出端負(fù)載等效電 容 Cout 及其并聯(lián)電阻 Rout 構(gòu)成，Lleakage 為變壓器漏感，Lm 為變壓器勵磁電感，變壓器變比為 1∶n。該電路的工作過程可分為三個階段。下面將結(jié)合圖 2 所示的該脈沖電源工作過程中的相關(guān)理論波形展開討論，圖中：t0～t1 表示電路工作過程的第一階段，t1～t2 表示電路工作過程的第二階段，t2～t3 表示電路工作過程的第三階段; Vge 表示功率開關(guān) Q 的控制信號，Ir 表示流過諧振電感的電流，Vcr 表示諧振電容兩端的電壓，Ip 表示流入變壓器的原邊電流，Vo 表示輸出脈沖電壓。

　　1.1 第一階段(t0～t1)

　　第一階段電路工作狀態(tài)如圖 3 所示。t0 時刻開關(guān) Q 閉合，階段 1 開始。直流電壓源 Vdc, 諧振電感 Lr ,諧振電容 Cr ,功率開關(guān) Q 構(gòu)成諧振回路。由于諧振效應(yīng)，電流 Ir 從零開始按正弦規(guī)律變化，諧振電容 Cr 被充電，其兩端電壓 Vcr 開始上升，參考極性圖中已標(biāo)注。諧振電容電壓的極性是上正下負(fù)，二極管 Dp 承受反向電壓處于截止?fàn)顟B(tài)，沒有電流流入 Rp 與 Dp 構(gòu)成的續(xù)流支路。流入變壓器的原邊電流 Ip 等于諧振電流 Ir 與諧振電容電流之差，其作用是將變壓器原邊電壓 Vcr 升高并傳遞到副邊。變壓器勵磁電感 Lm 與原邊負(fù)載等效電容 n 2Cout 為并聯(lián)關(guān)系，Ip 流經(jīng)變壓器漏感 Lleakage 后,一部分流入 Lm 的勵磁支路，一部分流入 n 2Cout 負(fù)載支路，因此 Ip 主要由這兩個支路的電流疊加。t1 時刻諧振電流 Ir 第一次過零，諧振電容電壓上升到最大值，第一階段結(jié)束，輸出脈沖的上升段形成。

　　1.2 第二階段(t1～t2)

　　第二階段電路工作狀態(tài)如圖 4 所示，t1 時刻第二階段開始，諧振電流 Ir 反向過零，通過功率開關(guān) Q 的反并聯(lián)二極管 D 續(xù)流，其仍然按正弦規(guī)律變化，諧振電容電壓 Vcr 開始下降，同時變壓器原邊電流 Ip 反向。t2 時刻，反向的諧振電流 Ir 第二次過零時，第二階段結(jié)束，輸出高壓脈沖的下降部分形成。在第二階段(t1～t2)的任何時刻內(nèi)，給開關(guān) Q 關(guān)斷信號，可實現(xiàn)零電壓關(guān)斷(ZVS)，另外開關(guān) Q 的關(guān)斷信號不能超過 t2 時刻，否則將引起輸出脈沖的波形振蕩。類似于第一階段，由于諧振電容 Cr 電壓極性不變，二極管 Dp 仍然被反向截止，沒有電流流入 Rp 與 Dp 構(gòu)成的續(xù)流支路。

　　1.3 第三階段(t2～t3)

　　t2 時刻，輸出高壓脈沖已經(jīng)形成，第三階段隨即開始。該階段主要作用是將變壓器中殘余能量通過續(xù)流電阻 Rp 進(jìn)行泄放，抑制副邊電壓 Vo 在該階段的振蕩。如圖 5 所示，Ip 正向時，電流主要流經(jīng)電阻 Rp 與二極管 Dp 構(gòu)成的續(xù)流支路，電阻電壓記為 UR，參考方向如圖所示，忽略二極管 Dp 壓降，諧振電容電壓 Vcr 等于負(fù) UR，因此該階段輸出電壓 Vo 方向為負(fù)。該階段，若無二極管 Dp 與電阻 Rp 構(gòu)成的續(xù)流支路，諧振電容 Cr 與變壓器原邊漏感 Lleakage 和勵磁電感 Lm 的諧振效應(yīng)會使輸出波形產(chǎn)生振蕩，通常，變壓器原邊漏感 Lleakage 遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于勵磁電感 Lm，根據(jù)公式( 1)可知，由變壓器漏感 Lleakage 引起的諧振頻率 f l 遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于由變壓器勵磁電感 Lm 引起的諧振頻率 fm，在無續(xù)流支路條件下，輸出 Vo 的振蕩波形由這兩個頻率共同決定，添加續(xù)流支路并選擇合適的電阻 Rp 對于該階段 Vo 波形穩(wěn)定有重要作用。當(dāng)選取較大阻值的 Rp，能夠有效限制變壓器原邊電流 Ip ,但能量泄放速度慢，變壓器原邊漏感 Lleakage 和勵磁電感 Lm 與諧振電容 Cr 發(fā)生能量交換，因此 Vo 波形在該階段持續(xù)振蕩。當(dāng) Rp 選取較小時，有利于變壓器能量快速泄放，加快續(xù)流過程，能夠有效抑制振蕩。但另一方面較小的 Rp 會使變壓器原邊電流 Ip 較大，這對于續(xù)流支路的二極管耐力提出考驗。因此，添加該二極管 Dp 與電阻 Rp 的續(xù)流支路，并且選取合適的電阻 Rp 是極其重要的。

　　2 實驗驗證

　　為了驗證理論分析的正確性，搭建了原理樣機進(jìn)行實驗。實驗中采用的功率開關(guān) Q 型號為 IGW60T120，并聯(lián)二極管 D 型號為 RHRG30120，續(xù)流二極管 Dp 型號為 DSEP30-12A。鐵氧體材料具有高電阻率、低損耗的特點，在高頻磁性元件中應(yīng)用廣泛，因此脈沖變壓器磁芯材料采用鐵氧體、型號為 UY30。原邊線圈采用線徑 0.1 mm×80 的多股利茲線，匝數(shù)為 12 匝，繞線方式為單層密繞;變壓器副邊線圈采用線徑 0.4 mm 漆包線，匝數(shù)為 800 匝，繞線方式為分層分段式繞法，該繞法的作用是減小高頻漏感和降低分布電容。同時，原副邊線圈繞在同一磁芯柱上，目的是提高耦合系數(shù)、減小漏感[21]。諧振電感磁芯為中心柱為圓柱形 E 型 ETD 鐵氧體，型號為 ETD59/62/21。實驗相關(guān)參數(shù)如表 1 所示。

　　圖 6 展示了 Vge、Ir、 Vcr、Ip、Vo 的實驗波形。由圖可知，輸出高壓脈沖 Vo 重復(fù)頻率為 10 kHz、幅值約為 10 kV、脈寬 tp 約為 14 μs，根據(jù)公式(2)，計算出理論脈寬 tp 為 12.5 μs。諧振電流 Ir 按正弦規(guī)律變化，最大值約為 6 A。諧振電流 Ir 前半周期形成輸出脈沖的上升部分(第一階段)，電流 Ir 后半周期形成輸出脈沖的下降部分(第二階段)。諧振電容電壓 Vcr 呈現(xiàn)脈沖狀，與輸出高壓 Vo 波形相似，最大值約為 130 V，由于諧振效應(yīng)相較于直流源輸入電壓提升明顯。變壓器原邊電流 Ip 在續(xù)流開始階段有振蕩現(xiàn)象，隨著續(xù)流的進(jìn)行，振蕩逐漸減弱最終趨于平滑。圖 7 為重復(fù)頻率 15 kHz 條件下實驗結(jié)果，由圖可知，輸出脈沖幅值約為 10 kV、脈寬約為 13 μs，各脈沖波形一致、波形穩(wěn)定。另外注意到，當(dāng)完整的正向脈沖形成后，緊接著形成一個反向的脈沖狀電壓，脈寬約為 10 μs、幅值約為 4 kV, 該反向電壓有利于激發(fā) DBD 的二次放電，提高放電效率[22]。

　　圖 8 展示了頻率從 1～15 kHz 調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，有無續(xù)流支路的輸出高壓脈沖波形對比，調(diào)節(jié)方式是由 FPGA 控制板提供頻率可調(diào)的控制信號，經(jīng)驅(qū)動電路驅(qū)動開關(guān)管 Q，從而達(dá)到頻率調(diào)節(jié)的目的。從圖 8(a)中可以看出，當(dāng)無二極管續(xù)流支路時，輸出脈沖 Vo 幅值受到頻率影響較大，不同頻率下幅值不同，波形畸變嚴(yán)重，特別在 10 kHz 頻率下，輸出高壓脈沖幅值相對其他頻率更低。另外，輸出高壓脈沖波形在開關(guān)管關(guān)斷階段存在持續(xù)振蕩現(xiàn)象，表現(xiàn)為高頻振蕩(如圖中標(biāo)注)與低頻振蕩的疊加。該高頻振蕩主要是由于變壓器漏感 Lleakage 與諧振電容 Cr 的諧振引起，持續(xù)的低頻振蕩主要是由于變壓器勵磁電感 Lm 與諧振電容 Cr 諧振引起。從圖 8(b)中可以看出,當(dāng)加入續(xù)流二極管支路時，不同頻率下輸出高壓脈沖幅值和波形基本保持不變，隨著頻率的上升，脈沖的下降沿逐漸加快，輸出脈沖寬度 tp 減小，另外，脈沖反向電壓幅值也隨著頻率的上升而增大。在開關(guān)管關(guān)斷階段(即續(xù)流階段)，輸出 Vo 波形不發(fā)生振蕩，相較于圖 8(a)，輸出波形明顯改善。在圖 8(b)的續(xù)流階段，有一個負(fù)極性的直流偏置電壓，隨著頻率的上升，負(fù)直流偏置電壓增大，當(dāng)頻率為 1 kHz 時，偏置電壓基本為零，當(dāng)頻率為 15 kHz 時，偏置電壓約為 −1 kV。這是由于隨著頻率的上升，脈沖之間的時間間隔變短，續(xù)流過程尚未結(jié)束，下一周期的高壓脈沖已經(jīng)到來，因此負(fù)直流偏置電壓會隨著頻率的上升而增大。

　　圖 9 為不同續(xù)流電阻 Rp 下的變壓器原邊電流 Ip 與輸出電壓 Vo 波形，正如第三階段分析，由圖 9(a)可知，隨著 Rp 的增大，變壓器原邊電流 Ip 減小，因此 Rp 的存在能夠有效限制變壓器原邊電流。由圖 9(b)可知，當(dāng) Rp 較小時，負(fù)向的過沖越明顯，隨著 Rp 的增大，該過沖減弱，但由變壓器勵磁電感 Lm 引起輸出脈沖振蕩現(xiàn)象越來越明顯。因此，電阻 Rp 的取值非常重要，過大或者過小的續(xù)流電阻均不利于輸出 Vo 波形的穩(wěn)定。此外，負(fù)向電流的存在有利于磁芯的自復(fù)位，因此不需要添加復(fù)位電路。

　　圖 10 展示了開關(guān)管 Q 的驅(qū)動電壓 Vge、集電極與發(fā)射極電壓 Vce、諧振電流 Ir 波形。由結(jié)果可知，當(dāng)諧振電流 Ir 負(fù)向時(即第二階段過程中)，諧振電流 Ir 通過 Q 的反并聯(lián)二極管 D 續(xù)流，忽略二極管壓降，開關(guān)管 Q 兩端電壓 Vce 為零，該過程中給開關(guān)管 Q 關(guān)斷信號，可實現(xiàn)零電壓關(guān)斷(ZVS)，有效降低開關(guān)損耗。

　　3 DBD 放電實驗

　　用該脈沖電源進(jìn)行 DBD 放電實驗，實驗裝置圖如圖 11 所示。 DBD 反應(yīng)器正負(fù)電極為圓形平板結(jié)構(gòu)，直徑 56 mm。介質(zhì)材料為有機玻璃，介質(zhì)厚度 1 mm，空氣間隙 1.2 mm，反應(yīng)器等效電容值為 40 pF。圖 12 是在開關(guān)頻率 10 kHz、幅值 10 kV 高壓脈沖激勵下，DBD 反應(yīng)器的放電現(xiàn)象圖，從圖中可以觀察到明顯的放電現(xiàn)象。

　　圖 13 為相同條件下，有無續(xù)流支路時 DBD 放電的電壓電流波形。由圖 13(a)可知，在一個脈沖周期內(nèi)，形成兩次由大量放電細(xì)絲組成的放電電流，第一次放電主要集中在輸出脈沖的上升沿部分，第二次放電主要集中在脈沖下降沿階段。放電細(xì)絲的形成是由于局部氣隙被擊穿從而形成大量隨機分布的微放電通道，這些微放電通道的壽命通常是幾十 ns。第二次放電的形成主要是由于第一次放電結(jié)束后阻擋介質(zhì)上存在殘余電荷，當(dāng)脈沖電壓下降到足夠低時，依靠阻擋介質(zhì)上的殘余電荷產(chǎn)生的電壓，使氣隙反向擊穿，從而形成反向的二次放電電流。對比圖 13(a)與(b)可知，同樣 10 kV 高壓脈沖激勵下，當(dāng)存在續(xù)流支路時，脈沖電壓波形更加穩(wěn)定，DBD 放電電流幅值明顯高于無續(xù)流支路時的放電電流，特別是在脈沖下降階段，存在續(xù)流支路時輸出高壓脈沖具有更快的下降沿，二次放電的絲狀電流更加密集。由 DBD 放電實驗結(jié)果可知，續(xù)流支路的存在，不僅改善了輸出高壓脈沖的波形，也有利于提高低溫等離子體濃度和放電效率。需要指出的是，續(xù)流電阻所消耗的功率會隨著頻率的上升而增大，因此該電阻的功率容量也會限制最高工作頻率。

　　4 結(jié)　論

　　本文提出一種基于諧振電路與脈沖變壓器相結(jié)合的脈沖實現(xiàn)方案，對電路的運行模式進(jìn)行了理論分析，并搭建了原理樣機進(jìn)行實驗。容性負(fù)載下，實現(xiàn)頻率 1～15 kHz、幅值 0～10 kV 可調(diào)的高壓脈沖輸出，并且分析了續(xù)流支路對于輸出高壓脈沖波形的影響，利用該脈沖發(fā)生器驅(qū)動介質(zhì)阻擋放電(DBD)反應(yīng)器，取得了明顯的放電現(xiàn)象，輸出波形不僅沒有明顯畸變，而且幅值也不再隨著頻率的變化而變化，說明其工作狀態(tài)更加穩(wěn)定。該高壓脈沖發(fā)生器具有以下優(yōu)勢：僅使用一個開關(guān)管，電路結(jié)構(gòu)簡單，輸出電壓穩(wěn)定，脈沖前后沿陡峭，可實現(xiàn)零電壓關(guān)斷，開關(guān)損耗小，成本低。